eng
Выпуск #9/2023
К. Дудинов, Н. Заднепряная
ПРОЕКТИРОВАНИЕ МОНОЛИТНЫХ СВЧ-УСИЛИТЕЛЕЙ F-КЛАССА
ПРОЕКТИРОВАНИЕ МОНОЛИТНЫХ СВЧ-УСИЛИТЕЛЕЙ F-КЛАССА
Просмотры: 659
DOI: 10.22184/1992-4178.2023.230.9.118.127
Рассматривается подход к проектированию монолитных СВЧ-усилителей F-класса в Х-диапазоне на основе технологического процесса PHEMT на GaAs с нормой 0,25 мкм.
Рассматривается подход к проектированию монолитных СВЧ-усилителей F-класса в Х-диапазоне на основе технологического процесса PHEMT на GaAs с нормой 0,25 мкм.
Теги: 0.25 µm topology 25 мкм bandwidth design gaas phemt output power phemt на gaas quality factor выходная мощность добротность полоса пропускания проектирование топология 0
Проектирование монолитных СВЧ-усилителей F-класса
К. Дудинов 1, Н. Заднепряная 1
Рассматривается подход к проектированию монолитных СВЧ-усилителей F -класса в Х-диапазоне на основе технологического процесса PHEMT на GaAs с нормой 0,25 мкм.
Как правило, выходной усилитель, который обеспечивает необходимый уровень сигнала на выходе сверхвысокочастотного передатчика, является основным потребителем энергии. Поэтому снижение энергозатрат в выходном усилителе передающей системы является одной из самых важных задач, которая стоит перед проектировщиком таких усилителей мощности.
Одним из интересных решений является разработка усилителей F -класса. Идея снижения рассеиваемой мощности на активном элементе путем временного разделения тока и потенциала выглядит очень заманчиво. Первые такие разработки на ламповых усилителях были начаты в начале прошлого столетия для передатчиков радиовещания [1, 2]. Рабочий диапазон частот таких передатчиков не превышал несколько десятков килогерц, и уже тогда разработчикам удавалось повышать КПД передатчиков благодаря реализации цепей управления гармониками. В конце 1930-х годов разработчики отечественной аппаратуры сообщили об увеличении КПД ламповых передатчиков на 25–30% в бигармоническом режиме [3, 4]. Развитие средств мобильной связи в конце прошлого века заставило проектировщиков вернуться к этому классу усилителей. Появление прецизионных автоматизированных установок монтажа способствовало разработке таких усилителей на основе сверхвысокочастотных транзисторов в диапазоне частот до 2 ГГц [5]. Достигнуты были очень высокие уровни КПД – до 85%. Далее рассматривается подход к проектированию МИС СВЧ-усилителей F -класса в X-диапазоне.
Теоретические основы работы идеального усилителя F-класса
Теоретические основы работы идеального усилителя F -класса на основе полевого транзистора (рис. 1), которые были описаны в работе [6], следующие:
формы тока стока и напряжения стока, вызванные входным сигналом f0, смещены относительно друг друга на 180°;
форма напряжения стока близка к прямоугольной, а форма тока описывается половинкой синусоиды и при этом Vd ≥ 0 и Id ≥ 0, как показано на рис. 2;
мощности сигналов гармоник 2n ∙ f0 и (2n + 1) ∙ f0 для n ≥ 1 равны нулю;
импедансы для четных гармоник Z2nf0 равны нулю, а для нечетных гармоник Z(2n + 1)f0 при n ≥ 1 равны бесконечности.
Существует, так называемый, инверсный режим работы усилителя (F−1‑класс). Этот режим отличается тем, что форма тока близка к прямоугольной, форма напряжения описывается половинкой синусоиды, а импедансы для четных гармоник Z2nf0 равны бесконечности и для нечетных гармоник Z(2n + 1)f0 равны нулю для n ≥ 1.
Работа усилителя F -класса во многом соответствует работе усилителя B-класса. Ток в рабочем режиме через транзистор протекает только половину периода (угол отсечки равен 90°). Отличие схем усилителей F -класса от усилителей B-класса заключается в цепях, расположенных перед нагрузкой. Благодаря этим цепям в высокочастотных усилителях мощности в момент протекания тока напряжение на выходе транзистора поддерживается близким к нулю. Поэтому в усилителях класса F теоретически достижим КПД, близкий к 100%.
Проектирование СВЧ-усилителя F-класса на низких частотах, в том числе для L- и S-диапазонов
При проектировании усилителя F -класса на одном транзисторе в области низких частот можно пренебречь влиянием паразитных составляющих транзистора, таких как индуктивности элементов внутри транзистора, включая металлизированные сквозные отверстия, а также емкости обратных связей, емкости площадок.
Рассмотрим построение выходной цепи для усилителя F -класса на основе микрополосковых элементов. В первую очередь синтезируется микрополосковая линия TL1 (рис. 3), которая замыкает выход транзистора на четных гармониках. Обычно она также используется для подачи питания на схему, состоящую из одного или двух транзисторов. Микрополосковая линия TL1 представляет собой линию длиной λ / 4 на основной частоте f0 и λ / 2 на второй гармонике 2f0. Таким образом, выход транзистора шунтирован как на второй, так и на других четных гармониках 2nf0. На нечетных гармониках сопротивление TL1 со стороны транзистора:
, (1)
где β = 2π / λ – фазовая константа для n ≥ 1.
Поскольку линия TL1 со стороны источника питания замкнута (Zн ≈ 0) через конденсатор Сп, то выражение (1) преобразуется так:
, (2)
где для нечетных гармоник (2n + 1)f0.
Из рис. 3:
, (3)
, (4)
. (5)
Далее синтезируется цепь, обеспечивающая непропускание нечетных гармоник на выход (рис. 4).
Открытая линия TL3 представляет собой линию длиной λ / 4 на третьей гармонике (β ∙ TL3 = π / 2 + nπ), которая замыкает на землю точку подсоединения ее с микрополосковой линией TL2 на нечетных гармониках:
(6)
Тогда сопротивление линии TL2 со стороны транзистора определяется так:
(7)
Отметим, что выход транзистора имеет емкостную составляющую Cds, а линии TL1 и TL2 являются индуктивными составляющими. Поэтому, чтобы обеспечить очень большое сопротивление, на нечетных гармониках необходимо выполнение условия параллельного резонанса для контура на основе Cds и линий TL1 и TL2:
. (8)
Подставляя в это уравнение (5) и , найдем значение длины TL2:
(9)
Создать условия непропускания всех нечетных гармоник достаточно сложно, поскольку выходное сопротивление на каждой нечетной гармонике зависит от сопротивления линий TL1 и TL2 и имеет свое значение. Так как вклад каждой последующей нечетной гармоники (5‑й, 7‑й и т. д.) в неуправляемом рассеивании энергии значительно снижается, то при обеспечении непропускания хотя бы третьей гармоники достигается достаточно высокая эффективность усилителя.
Для завершения дизайна усилителя F -класса достаточно согласовать выходную цепь с сопротивлением нагрузки на основной частоте f0 (рис. 5).
Проектирование МИС СВЧ-усилителя F-класса в Х-диапазоне
и на более высоких частотах
Проектирование усилителей F -класса на более высоких частотах X, Ku и выше становится более сложной задачей, поскольку увеличивается влияние паразитных элементов, таких как индуктивности заземления, затворные и стоковые цепи, емкости, обратные связи (рис. 6).
Развитие средств и методов измерения (особенно LoadPull), а также систем автоматизированного проектирования ADS, AWR и других дало возможность развить проектирование монолитных усилителей F -класса и на более высоких частотах: S-, C-, X- и до Ku-диапазона [6].
В данной статье рассматривается подход к решению этой задачи в X-диапазоне частот при проектировании усилителей F -класса на основе транзисторов fet10x56 (с общей шириной затвора 560 мкм) с использованием технологического процесса PHEMT на GaAs с нормой 0,25 мкм в АО «НПП „Исток“ им. Шокина». Этот процесс обеспечивает выходную мощность полевого транзистора более 1 Вт/мм при рабочем напряжении «сток – исток» 9 В.
В качестве первого шага проверяем возможность реализации усилителя F -класса на этом транзисторе. Исследуем режимы, при которых этот режим позволяет получить максимальную мощность и высокий КПД. На рис. 7 показана зависимость тока стока от напряжения на затворе. Далее проведем сравнительный анализ параметров усилителя при напряжениях затвор-исток: −1,2 В; −0,9 В; −0,7 В и −0,45 В.
На диаграммах Смита (рис. 8) показаны рассчитанные нагрузки на выходе транзистора в точках подключения емкости Cds и источника тока в модели транзистора (рис. 7) в режиме F -класса с выходным сопротивлением 30 Ом ∙ мм.
На рис. 9, 10 и 11 приводятся нагрузочные графики, соответствующие нагрузкам транзистора при разных напряжениях питания.
Выходные параметры усилителя зависят как от напряжения на затворе (или от тока стока), так и от выходного сопротивления транзистора. На рис. 12 представлены зависимости выходной мощности, КПД от напряжения на затворе и выходного сопротивления транзистора.
Выбор режима по току и выбор выходного сопротивления является компромиссным решением. Режим транзистора в глубокой отсечке (Vgs ≤ −1,2 В), несмотря на высокий КПД (до 80%), является не лучшим из-за катастрофического снижения коэффициента усиления (до −3 дБ) и выходной мощности. Крайнее верхнее значение напряжения на затворе (Vgs ≥ –0,45 В) также не является оптимальным по КПД.
Выбор выходного сопротивления также определяет выходные параметры усилителя. В правой части рис. 12 можно увидеть, что вблизи Rds = 30 Ом ∙ мм при увеличении Rds от выходная мощность (Pout_max) уменьшается, а КПД (PAE) увеличивается.
В нашем случае выбор по режиму по току и выходному сопротивлению транзистора остановился на Vgs = –0,7 В и Rds = 30 Ом ∙ мм, соответственно.
Второй шаг – определяем возможную рабочую полосу усилителя, в которой обеспечивается его максимальная эффективность. Рабочая полоса усилителя F -класса зависит от добротности каждого контура выходной цепи.
Здесь также существует компромисс: так как при увеличении рабочей полосы необходимо снижать добротность контуров выходных цепей (рис. 13), что обеспечивается введением соответствующих потерь, а это, в свою очередь, снижает выходную мощность и КПД. В нашем случае для обеспечения рабочей полосы 2 ГГц в Х-диапазоне определяем добротность каждого контура с учетом внутренних паразитных элементов транзистора Q = 1,6...2.
Следующий шаг – проектирование усилителя F -класса на схемотехническом уровне. Схема выходной части усилителя F -класса представлена на рис. 14.
Последний шаг и самый трудоемкий: это создание топологии и проведение электромагнитного анализа. На рис. 15 представлено фото реализованного кристалла усилителя F -класса. Для увеличения выходной мощности была применена схема суммирования на двух транзисторах fet10x56. МИС СВЧ-усилителя F -класса обеспечивает выходную мощность в рабочей полосе 8–10 ГГц более 1 Вт (рис. 16) с коэффициентом полезного действия не менее 60% (рис. 17) и с коэффициентом усиления более 8,5 дБ.
Разработка МИС СВЧ-усилителей F-класса 4 Вт и 12 Вт в Х-диапазоне
Выше представленный подход к проектированию мощных высокоэффективных усилителей был применен при разработке усилителей 4 и 12 Вт в X-диапазоне. Усилители были изготовлены на основе технологического процесса PHEMT на GaAs с нормой 0,25 мкм в АО «НПП „Исток“ им. Шокина». Результаты измерения представлены на рис. 18 и 19.
* * *
Рассмотрена методика проектирования СВЧ монолитных усилителей F -класса в Х-диапазоне. Помимо выбора выходного транзистора, обоснован также выбор его оптимального режима по току, выходного сопротивления и добротности каждого контура в выходной цепи усилителя. На основе этой методики проектирования СВЧ монолитных усилителей F -класса разработаны МИС СВЧ-усилители с использованием отечественного технологического процесса PHEMT на GaAs с нормой 0,25 мкм. Реализованные МИС СВЧ-усилители обеспечивают выходную мощность 4 Вт и 12 Вт в X-диапазоне.
Литература
Meissner A. The Development of Tube Transmitters by the Telefunken Company // Proceedings of the Institute of Radio Engineers. V. 10. PP. 3–23. Feb. 1922.
Zenneck J., Rukop H. Lehrbuch der Drahhtlosen Telegraphie // 2 teil, Germany: Stuttgart, 1925.
Фомичев И. Н. Новый способ повышения КПД и увеличение мощности передатчиков. М.: Электросвязь, 1938. № 6. С. 55–66.
Колесников А. А. Новый метод повышения КПД и увеличение мощности радиопередатчиков // Мастер связи – Москва. 1940. № 6. С. 5–7.
Schmelzerand D., Long S. I. A GaN HEMT Class F Amplifier at 2 GHz with > 80% PAE // IEEE J. Solid-State Circuits. V. SC‑42. PP. 2130–2136. Oct. 2007.
Azalas M. High efficiency class-F MIMIC power amplifiers at Ku-band // Published 6 April 2005. The 2005 IEEE Annual Conference Wireless and Micrwave Technology, 2005.
К. Дудинов 1, Н. Заднепряная 1
Рассматривается подход к проектированию монолитных СВЧ-усилителей F -класса в Х-диапазоне на основе технологического процесса PHEMT на GaAs с нормой 0,25 мкм.
Как правило, выходной усилитель, который обеспечивает необходимый уровень сигнала на выходе сверхвысокочастотного передатчика, является основным потребителем энергии. Поэтому снижение энергозатрат в выходном усилителе передающей системы является одной из самых важных задач, которая стоит перед проектировщиком таких усилителей мощности.
Одним из интересных решений является разработка усилителей F -класса. Идея снижения рассеиваемой мощности на активном элементе путем временного разделения тока и потенциала выглядит очень заманчиво. Первые такие разработки на ламповых усилителях были начаты в начале прошлого столетия для передатчиков радиовещания [1, 2]. Рабочий диапазон частот таких передатчиков не превышал несколько десятков килогерц, и уже тогда разработчикам удавалось повышать КПД передатчиков благодаря реализации цепей управления гармониками. В конце 1930-х годов разработчики отечественной аппаратуры сообщили об увеличении КПД ламповых передатчиков на 25–30% в бигармоническом режиме [3, 4]. Развитие средств мобильной связи в конце прошлого века заставило проектировщиков вернуться к этому классу усилителей. Появление прецизионных автоматизированных установок монтажа способствовало разработке таких усилителей на основе сверхвысокочастотных транзисторов в диапазоне частот до 2 ГГц [5]. Достигнуты были очень высокие уровни КПД – до 85%. Далее рассматривается подход к проектированию МИС СВЧ-усилителей F -класса в X-диапазоне.
Теоретические основы работы идеального усилителя F-класса
Теоретические основы работы идеального усилителя F -класса на основе полевого транзистора (рис. 1), которые были описаны в работе [6], следующие:
формы тока стока и напряжения стока, вызванные входным сигналом f0, смещены относительно друг друга на 180°;
форма напряжения стока близка к прямоугольной, а форма тока описывается половинкой синусоиды и при этом Vd ≥ 0 и Id ≥ 0, как показано на рис. 2;
мощности сигналов гармоник 2n ∙ f0 и (2n + 1) ∙ f0 для n ≥ 1 равны нулю;
импедансы для четных гармоник Z2nf0 равны нулю, а для нечетных гармоник Z(2n + 1)f0 при n ≥ 1 равны бесконечности.
Существует, так называемый, инверсный режим работы усилителя (F−1‑класс). Этот режим отличается тем, что форма тока близка к прямоугольной, форма напряжения описывается половинкой синусоиды, а импедансы для четных гармоник Z2nf0 равны бесконечности и для нечетных гармоник Z(2n + 1)f0 равны нулю для n ≥ 1.
Работа усилителя F -класса во многом соответствует работе усилителя B-класса. Ток в рабочем режиме через транзистор протекает только половину периода (угол отсечки равен 90°). Отличие схем усилителей F -класса от усилителей B-класса заключается в цепях, расположенных перед нагрузкой. Благодаря этим цепям в высокочастотных усилителях мощности в момент протекания тока напряжение на выходе транзистора поддерживается близким к нулю. Поэтому в усилителях класса F теоретически достижим КПД, близкий к 100%.
Проектирование СВЧ-усилителя F-класса на низких частотах, в том числе для L- и S-диапазонов
При проектировании усилителя F -класса на одном транзисторе в области низких частот можно пренебречь влиянием паразитных составляющих транзистора, таких как индуктивности элементов внутри транзистора, включая металлизированные сквозные отверстия, а также емкости обратных связей, емкости площадок.
Рассмотрим построение выходной цепи для усилителя F -класса на основе микрополосковых элементов. В первую очередь синтезируется микрополосковая линия TL1 (рис. 3), которая замыкает выход транзистора на четных гармониках. Обычно она также используется для подачи питания на схему, состоящую из одного или двух транзисторов. Микрополосковая линия TL1 представляет собой линию длиной λ / 4 на основной частоте f0 и λ / 2 на второй гармонике 2f0. Таким образом, выход транзистора шунтирован как на второй, так и на других четных гармониках 2nf0. На нечетных гармониках сопротивление TL1 со стороны транзистора:
, (1)
где β = 2π / λ – фазовая константа для n ≥ 1.
Поскольку линия TL1 со стороны источника питания замкнута (Zн ≈ 0) через конденсатор Сп, то выражение (1) преобразуется так:
, (2)
где для нечетных гармоник (2n + 1)f0.
Из рис. 3:
, (3)
, (4)
. (5)
Далее синтезируется цепь, обеспечивающая непропускание нечетных гармоник на выход (рис. 4).
Открытая линия TL3 представляет собой линию длиной λ / 4 на третьей гармонике (β ∙ TL3 = π / 2 + nπ), которая замыкает на землю точку подсоединения ее с микрополосковой линией TL2 на нечетных гармониках:
(6)
Тогда сопротивление линии TL2 со стороны транзистора определяется так:
(7)
Отметим, что выход транзистора имеет емкостную составляющую Cds, а линии TL1 и TL2 являются индуктивными составляющими. Поэтому, чтобы обеспечить очень большое сопротивление, на нечетных гармониках необходимо выполнение условия параллельного резонанса для контура на основе Cds и линий TL1 и TL2:
. (8)
Подставляя в это уравнение (5) и , найдем значение длины TL2:
(9)
Создать условия непропускания всех нечетных гармоник достаточно сложно, поскольку выходное сопротивление на каждой нечетной гармонике зависит от сопротивления линий TL1 и TL2 и имеет свое значение. Так как вклад каждой последующей нечетной гармоники (5‑й, 7‑й и т. д.) в неуправляемом рассеивании энергии значительно снижается, то при обеспечении непропускания хотя бы третьей гармоники достигается достаточно высокая эффективность усилителя.
Для завершения дизайна усилителя F -класса достаточно согласовать выходную цепь с сопротивлением нагрузки на основной частоте f0 (рис. 5).
Проектирование МИС СВЧ-усилителя F-класса в Х-диапазоне
и на более высоких частотах
Проектирование усилителей F -класса на более высоких частотах X, Ku и выше становится более сложной задачей, поскольку увеличивается влияние паразитных элементов, таких как индуктивности заземления, затворные и стоковые цепи, емкости, обратные связи (рис. 6).
Развитие средств и методов измерения (особенно LoadPull), а также систем автоматизированного проектирования ADS, AWR и других дало возможность развить проектирование монолитных усилителей F -класса и на более высоких частотах: S-, C-, X- и до Ku-диапазона [6].
В данной статье рассматривается подход к решению этой задачи в X-диапазоне частот при проектировании усилителей F -класса на основе транзисторов fet10x56 (с общей шириной затвора 560 мкм) с использованием технологического процесса PHEMT на GaAs с нормой 0,25 мкм в АО «НПП „Исток“ им. Шокина». Этот процесс обеспечивает выходную мощность полевого транзистора более 1 Вт/мм при рабочем напряжении «сток – исток» 9 В.
В качестве первого шага проверяем возможность реализации усилителя F -класса на этом транзисторе. Исследуем режимы, при которых этот режим позволяет получить максимальную мощность и высокий КПД. На рис. 7 показана зависимость тока стока от напряжения на затворе. Далее проведем сравнительный анализ параметров усилителя при напряжениях затвор-исток: −1,2 В; −0,9 В; −0,7 В и −0,45 В.
На диаграммах Смита (рис. 8) показаны рассчитанные нагрузки на выходе транзистора в точках подключения емкости Cds и источника тока в модели транзистора (рис. 7) в режиме F -класса с выходным сопротивлением 30 Ом ∙ мм.
На рис. 9, 10 и 11 приводятся нагрузочные графики, соответствующие нагрузкам транзистора при разных напряжениях питания.
Выходные параметры усилителя зависят как от напряжения на затворе (или от тока стока), так и от выходного сопротивления транзистора. На рис. 12 представлены зависимости выходной мощности, КПД от напряжения на затворе и выходного сопротивления транзистора.
Выбор режима по току и выбор выходного сопротивления является компромиссным решением. Режим транзистора в глубокой отсечке (Vgs ≤ −1,2 В), несмотря на высокий КПД (до 80%), является не лучшим из-за катастрофического снижения коэффициента усиления (до −3 дБ) и выходной мощности. Крайнее верхнее значение напряжения на затворе (Vgs ≥ –0,45 В) также не является оптимальным по КПД.
Выбор выходного сопротивления также определяет выходные параметры усилителя. В правой части рис. 12 можно увидеть, что вблизи Rds = 30 Ом ∙ мм при увеличении Rds от выходная мощность (Pout_max) уменьшается, а КПД (PAE) увеличивается.
В нашем случае выбор по режиму по току и выходному сопротивлению транзистора остановился на Vgs = –0,7 В и Rds = 30 Ом ∙ мм, соответственно.
Второй шаг – определяем возможную рабочую полосу усилителя, в которой обеспечивается его максимальная эффективность. Рабочая полоса усилителя F -класса зависит от добротности каждого контура выходной цепи.
Здесь также существует компромисс: так как при увеличении рабочей полосы необходимо снижать добротность контуров выходных цепей (рис. 13), что обеспечивается введением соответствующих потерь, а это, в свою очередь, снижает выходную мощность и КПД. В нашем случае для обеспечения рабочей полосы 2 ГГц в Х-диапазоне определяем добротность каждого контура с учетом внутренних паразитных элементов транзистора Q = 1,6...2.
Следующий шаг – проектирование усилителя F -класса на схемотехническом уровне. Схема выходной части усилителя F -класса представлена на рис. 14.
Последний шаг и самый трудоемкий: это создание топологии и проведение электромагнитного анализа. На рис. 15 представлено фото реализованного кристалла усилителя F -класса. Для увеличения выходной мощности была применена схема суммирования на двух транзисторах fet10x56. МИС СВЧ-усилителя F -класса обеспечивает выходную мощность в рабочей полосе 8–10 ГГц более 1 Вт (рис. 16) с коэффициентом полезного действия не менее 60% (рис. 17) и с коэффициентом усиления более 8,5 дБ.
Разработка МИС СВЧ-усилителей F-класса 4 Вт и 12 Вт в Х-диапазоне
Выше представленный подход к проектированию мощных высокоэффективных усилителей был применен при разработке усилителей 4 и 12 Вт в X-диапазоне. Усилители были изготовлены на основе технологического процесса PHEMT на GaAs с нормой 0,25 мкм в АО «НПП „Исток“ им. Шокина». Результаты измерения представлены на рис. 18 и 19.
* * *
Рассмотрена методика проектирования СВЧ монолитных усилителей F -класса в Х-диапазоне. Помимо выбора выходного транзистора, обоснован также выбор его оптимального режима по току, выходного сопротивления и добротности каждого контура в выходной цепи усилителя. На основе этой методики проектирования СВЧ монолитных усилителей F -класса разработаны МИС СВЧ-усилители с использованием отечественного технологического процесса PHEMT на GaAs с нормой 0,25 мкм. Реализованные МИС СВЧ-усилители обеспечивают выходную мощность 4 Вт и 12 Вт в X-диапазоне.
Литература
Meissner A. The Development of Tube Transmitters by the Telefunken Company // Proceedings of the Institute of Radio Engineers. V. 10. PP. 3–23. Feb. 1922.
Zenneck J., Rukop H. Lehrbuch der Drahhtlosen Telegraphie // 2 teil, Germany: Stuttgart, 1925.
Фомичев И. Н. Новый способ повышения КПД и увеличение мощности передатчиков. М.: Электросвязь, 1938. № 6. С. 55–66.
Колесников А. А. Новый метод повышения КПД и увеличение мощности радиопередатчиков // Мастер связи – Москва. 1940. № 6. С. 5–7.
Schmelzerand D., Long S. I. A GaN HEMT Class F Amplifier at 2 GHz with > 80% PAE // IEEE J. Solid-State Circuits. V. SC‑42. PP. 2130–2136. Oct. 2007.
Azalas M. High efficiency class-F MIMIC power amplifiers at Ku-band // Published 6 April 2005. The 2005 IEEE Annual Conference Wireless and Micrwave Technology, 2005.
Отзывы читателей
