eng
Выпуск #2/1998
А.Лукин, М.Кастров.
Полумостовой преобразователь напряжения с резонансным переключением
Полумостовой преобразователь напряжения с резонансным переключением
Просмотры: 3960
В статье рассказывается о созданной в АО “МПП-Ирбис” методике проектирования полумостового преобразователя напряжения с резонансным переключением и разработанных на ее основе преобразователях постоянного напряжения в постоянное с выходной мощностью 300 Вт. Авторы также подробно рассматривают основные технические характеристики блоков питания МПК300, которые сегодня серийно производятся этим акционерным обществом.
Полумостовой высокочастотный преобразователь напряжения (ВПН) с резонансным переключением (рис.1) по сути является частным случаем мостового преобразователя с фазовой модуляцией [1] и аналогичен ему по принципу действия. Данная структура полумостового ВПН предложена проф. А.Г. Поликарповым достаточно давно [2,3]. Сегодня интерес к ней объясняется возможностью введения режима резонансного переключения [4]. В АО “МПП-Ирбис” разработана методика проектирования полумостового ВПН с резонансным переключением, которая позволяет достаточно просто рассчитать и выбрать все элементы преобразователя этого типа. В основу методики положен анализ процессов резонансного переключения, о котором имеет смысл рассказать подробнее.
На рис.2 приведены временные диаграммы управляющих напряжений на затворах транзисторов VT1 и VT2. Время задержки tз необходимо для перезаряда выходных емкостей транзисторов С1 и С2 энергией, накопленной в индуктивности рассеяния трансформатора LS или в установленной дополнительно катушке индуктивности.
Соотношения для напряжений питания UП, на конденсаторе С и на нагрузке RН (без учета времени tз) имеют вид [3]:
UC = UП KЗ/(1- KЗ) (1)
UН = 2nKЗUП , (2)
где КЗ= tИ/T – коэффициент заполнения импульсов и n = W2/W1– коэффициент трансформации TV.
При анализе процессов переключения сделаны следующие допущения:
— из-за чрезвычайно малого переходного периода пересчитанный в первичную цепь ток нагрузки I1Н и ток намагничивания Im можно считать постоянными;
– выходные емкости транзисторов равны С1 = С2 = Ст;
— закон изменения тока транзистора на этапе выключения принимается линейным.
Процесс выключения транзистора VT2 и включения транзистора VT1 можно разбить на три временных интервала: спада тока транзистора VT2; заряда выходной емкости транзистора постоянным током; резонансного заряда выходной емкости транзистора. Эквивалентная схема ВПН для первых двух интервалов с учетом принятых допущений приведена на рис.3. Соответствующие временные диаграммы токов в ВПН даны на рис.4.
Генератор тока iT действует только на первом интервале.
В момент окончания времени спада тока напряжение на емкости С2 равно:
...
где tс–время спада тока транзистора.
Мощность, рассеиваемая в транзисторе VT2 при выключении, составляет
...
где f – частота преобразования.
Начальные условия для второго интервала определяются выражением (3). Поскольку условие его окончания UC2=UC, время окончания второго интервала t1 определяется как
...
В момент времени t1 напряжение на первичной обмотке трансформатора становится равным нулю, оба выпрямительных диода VD1 и VD2 открываются, и дальнейший процесс перезаряда осуществляется энергией, накопленной в индуктивности рассеяния трансформатора либо в дополнительной катушке индуктивности. Эквивалентная схема ВПН для третьего интервала приведена на рис.5.
В момент окончания времени перезаряда t2: Uc2(t)=UП+Uc .
Если вся энергия, накопленная в индуктивности, израсходована на перезаряд емкостей, условие обеспечения режима переключения при нуле напряжения имеет вид
...
(5)
Время задержки, на которое необходимо настраивать схему управления, определяется как
...
Анализ процесса выключения транзистора VT1 и включения транзистора VT2 аналогичен рассмотренному выше с той лишь разницей, что начальное значение тока транзистора ITO=DIm/2+2I’Н , а интервал заряда емкости С1 постоянным током закончится в момент, когда UC1=UП. Очевидно, что в этом случае время второго и третьего интервалов меньше, и условие режима переключения при нуле напряжения будет выполняться.
Максимальное значение коэффициента заполнения импульсов целесообразно определять из условия, при котором напряжение, прикладываемое к транзисторам и выпрямительным диодам при минимальном входном напряжении, равно соответствующему напряжению при максимальном входном напряжении.
В результате
...
В случае выбора К3мах по выражению (7) напряжение, прикладываемое к транзисторам и выпрямительным диодам, будет минимально возможным. Действующее значение тока через транзистор VT1 (рис.1) зависит от соотношения DIm и I`H . Пренебрегая изменением К3, связанным с временем задержки,и обозначив b= DIm/I`H с использованием диаграммы на рис.4, получаем
...
Поскольку действующее значение тока через транзистор в эквивалентном однотактном ВПН с прямым включением выпрямительного диода равно
...
то отношение
...
(10)
показывает, во сколько раз при различных значениях b действующее значение тока через транзистор в рассматриваемом ВПН больше, чем в традиционном однотактном. Соответственно отношение потерь в транзисторе в состоянии проводимости равно
...
(11)
В табл. 1 приведены численные значения выражений (10) и (11) для различных b.
Действующее значение тока в первичной обмотке трансформатора равно:
...
(12)
В табл. 2 приведены нормализованные значения действующего тока в первичной обмотке и его квадрата к соответствующим значениям токов в однотактном ВПН (9) в зависимости от b для КЗ = 0,7.
Действующее значение тока через транзистор VT2 (рис.4):
...
(13)
Максимальная амплитуда пульсации напряжения на конденсаторе С [3]:
...
(14)
Используя приведенные соотношения, можно предложить следующую методику расчета полумостового ВПН с резонансным переключением.
1. Исходные данные:UПmin; UПmax; UH; PH; f; СТ; tC .
2.Определение K3max и K3min по выражениям (2) и (7).
3. Исходя из условия
определяется требуемое значение индуктивности рассеяния.
4. Из условия (5) определяется необходимое значение DIm
5. Производится оценка увеличения потерь в транзисторе по выражениям (8), (11). Если величина потерь неприемлема, необходимо увеличить требуемую индуктивность рассеяния, чтобы получить приемлемое значение DIm
6. По известным соотношениям для преобразователя, значению DIm, полученному в п.4, и с использованием выражения (12) производится расчет трансформатора.
7. Определяется индуктивность рассеяния трансформатора. Если ее значение меньше определенного в п.3 или 5, устанавливается дополнительная катушка индуктивности в первичной либо вторичной цепи. Если значение индуктивности больше требуемого, необходимо принять известные меры к ее уменьшению либо произвести перерасчет трансформатора и ВПН на более низкую частоту преобразования. (Следует помнить, что под индуктивностью рассеяния трансформатора понимается сумма индуктивностей рассеяния первичной обмотки и пересчитанной индуктивности рассеяния вторичной обмотки.)
8. По выражению (6) определяется время задержки t3,на которое необходимо настроить схему управления.Дальнейший расчет производится по известным методикам.
Используя предложенную методику, специалисты АО “МПП-Ирбис” разработали ряд преобразователей постоянного напряжения в постоянное с выходной мощностью 300 Вт. Результаты эксплуатации достаточно больших партий устройств подтвердили обоснованность принятых при анализе допущений.
В АО налажено серийное производство модулей питания типа МПК300 со следующими основными техническими характеристиками:
Типовая принципиальная электрическая схема преобразователя приведена на рис.6.
Характеристики модификаций МПК 300 приведены в табл.3.
Входное напряжение через фильтр Ф поступает на силовую часть преобразователя (VT1, VT2, ТV, ТA), и через резистор R1 начинается заряд конденсатора запуска С1. При достижении напряжения на С1 уровня 14В срабатывает пороговое устройство УЗ, которое соединяет все устройства схемы управления со вспомогательным источником питания (W4, VD4, C1). От ЗГ на вход ШИМ подается напряжение прямоугольной формы. ШИМ изменяет коэффициент заполнения импульсов Кз от 0 до максимального значения Кзmax по сигналу схемы обратной связи (ОУ3, D1.1) или при срабатывании первой ступени схемы защиты от перегрузок по току (ТА, ОУ1). Значение Кзmax устанавливается параметрически с достаточно высокой точностью (±5%), что позволяет наиболее эффективно использовать силовые транзисторы VT1, VT2 по допустимому напряжению стока. Устройство формирования задержки ФЗ на включение силовых транзисторов обеспечивает временной интервал, значение которого рассчитывается по соотношению (6). Фазоинвертор ФИ не только инвертирует импульсы управления для силовых транзисторов, но и обеспечивает гальваническую развязку цепи затвора транзистора VT1 и схемы управления.
На элементе ОУ2 выполнена вторая ступень схемы защиты по току нагрузки. Ее необходимость обусловлена наличием конечного значения времени задержки распространения сигнала от датчика тока ТА до затворов транзисторов VT1, VT2 при работе через ШИМ первой ступени защиты. Вторая ступень защиты переводит преобразователь в режим перезапуска при значениях тока нагрузки более 1,5 Iнном (рис.7). Схема, выполненная на элементе ОУ4, обеспечивает защиту нагрузки от перенапряжений в случае выхода из строя основного контура обратной связи.
На рис.8 приведены типовые зависимости КПД преобразователя от тока нагрузки для различных модификаций устройства.
Конструктивно преобразователь выполнен в виде функционально законченного модуля, залитого компаундом (рис.9). Все элементы схемы управления смонтированы на одной двухсторонней печатной плате с применением технологии поверхностного монтажа. Тепловыделяющие элементы (VT1, VT2, TV, VD2) имеют хороший теплопроводящий контакт с алюминиевым основанием корпуса. В сочетании с теплопроводящим силиконовым компаундом это позволяет минимизировать градиент температуры в конструкции и легко увеличивать теплоотводящую поверхность, устанавливая на основании преобразователя дополнительные радиаторы. При работе на полную мощность без дополнительных средств охлаждения и температуре окружающей среды 25ОС температура корпуса модуля МПК300 равна 85ОС.
Несколько слов о конструкции силового трансформатора ТV. Кроме традиционных требований, предъявляемых к трансформатору (электрическая прочность, коэффициент трансформации, энергетическая оптимизация, тепловой режим работы и др.), в данном случае необходимо получить заданные значения индуктивности рассеяния и тока намагничивания для обеспечения режима переключения транзисторов при нуле напряжения. Кроме того, серьезные конструктивные затруднения возникают при изготовлении вторичной обмотки трансформатора со средней точкой, особенно в модификациях преобразователя с низким выходным напряжением (МПК300А).
Блоки питания МПК300, производимые “МПП-Ирбис”, поставляются более чем десяти предприятиям России. На сегодня произведено и поставлено несколько сотен блоков питания. Они хорошо зарекомендовали себя при эксплуатации в серийных и опытных образцах функциональной аппаратуры. По оценке ассоциации “Электропитание”, основанной на анализе публикаций, а также информации, полученной на конференциях, семинарах, выставках и из каталогов ведущих фирм мира, эти блоки питания превосходят другие отечественные разработки и соответствуют уровню лучших зарубежных аналогов.
Литература
1. Лукин А.В. Высокочастотные преобразователи напряжения с резонансным переключением. – М: Электропитание, 1993, вып.1, с.15–26.
2. Поликарпов А.Г., Сергиенко Е.Ф. Однотактный регулятор постоянного напряжения. Авт.свид. №892614.
3. Поликарпов А.Г., Сергиенко Е.Ф. Однотактные преобразователи напряжения в устройствах электропитания РЭА. – М.:Радио и связь, 1989.
4. Лукин А. Высокочастотные преобразователи постоянного напряжения и их классификация. — Электроника: Наука, Технология, Бизнес, 1998, № 1, с.33—36.
На рис.2 приведены временные диаграммы управляющих напряжений на затворах транзисторов VT1 и VT2. Время задержки tз необходимо для перезаряда выходных емкостей транзисторов С1 и С2 энергией, накопленной в индуктивности рассеяния трансформатора LS или в установленной дополнительно катушке индуктивности.
Соотношения для напряжений питания UП, на конденсаторе С и на нагрузке RН (без учета времени tз) имеют вид [3]:
UC = UП KЗ/(1- KЗ) (1)
UН = 2nKЗUП , (2)
где КЗ= tИ/T – коэффициент заполнения импульсов и n = W2/W1– коэффициент трансформации TV.
При анализе процессов переключения сделаны следующие допущения:
— из-за чрезвычайно малого переходного периода пересчитанный в первичную цепь ток нагрузки I1Н и ток намагничивания Im можно считать постоянными;
– выходные емкости транзисторов равны С1 = С2 = Ст;
— закон изменения тока транзистора на этапе выключения принимается линейным.
Процесс выключения транзистора VT2 и включения транзистора VT1 можно разбить на три временных интервала: спада тока транзистора VT2; заряда выходной емкости транзистора постоянным током; резонансного заряда выходной емкости транзистора. Эквивалентная схема ВПН для первых двух интервалов с учетом принятых допущений приведена на рис.3. Соответствующие временные диаграммы токов в ВПН даны на рис.4.
Генератор тока iT действует только на первом интервале.
В момент окончания времени спада тока напряжение на емкости С2 равно:
...
где tс–время спада тока транзистора.
Мощность, рассеиваемая в транзисторе VT2 при выключении, составляет
...
где f – частота преобразования.
Начальные условия для второго интервала определяются выражением (3). Поскольку условие его окончания UC2=UC, время окончания второго интервала t1 определяется как
...
В момент времени t1 напряжение на первичной обмотке трансформатора становится равным нулю, оба выпрямительных диода VD1 и VD2 открываются, и дальнейший процесс перезаряда осуществляется энергией, накопленной в индуктивности рассеяния трансформатора либо в дополнительной катушке индуктивности. Эквивалентная схема ВПН для третьего интервала приведена на рис.5.
В момент окончания времени перезаряда t2: Uc2(t)=UП+Uc .
Если вся энергия, накопленная в индуктивности, израсходована на перезаряд емкостей, условие обеспечения режима переключения при нуле напряжения имеет вид
...
(5)
Время задержки, на которое необходимо настраивать схему управления, определяется как
...
Анализ процесса выключения транзистора VT1 и включения транзистора VT2 аналогичен рассмотренному выше с той лишь разницей, что начальное значение тока транзистора ITO=DIm/2+2I’Н , а интервал заряда емкости С1 постоянным током закончится в момент, когда UC1=UП. Очевидно, что в этом случае время второго и третьего интервалов меньше, и условие режима переключения при нуле напряжения будет выполняться.
Максимальное значение коэффициента заполнения импульсов целесообразно определять из условия, при котором напряжение, прикладываемое к транзисторам и выпрямительным диодам при минимальном входном напряжении, равно соответствующему напряжению при максимальном входном напряжении.
В результате
...
В случае выбора К3мах по выражению (7) напряжение, прикладываемое к транзисторам и выпрямительным диодам, будет минимально возможным. Действующее значение тока через транзистор VT1 (рис.1) зависит от соотношения DIm и I`H . Пренебрегая изменением К3, связанным с временем задержки,и обозначив b= DIm/I`H с использованием диаграммы на рис.4, получаем
...
Поскольку действующее значение тока через транзистор в эквивалентном однотактном ВПН с прямым включением выпрямительного диода равно
...
то отношение
...
(10)
показывает, во сколько раз при различных значениях b действующее значение тока через транзистор в рассматриваемом ВПН больше, чем в традиционном однотактном. Соответственно отношение потерь в транзисторе в состоянии проводимости равно
...
(11)
В табл. 1 приведены численные значения выражений (10) и (11) для различных b.
Действующее значение тока в первичной обмотке трансформатора равно:
...
(12)
В табл. 2 приведены нормализованные значения действующего тока в первичной обмотке и его квадрата к соответствующим значениям токов в однотактном ВПН (9) в зависимости от b для КЗ = 0,7.
Действующее значение тока через транзистор VT2 (рис.4):
...
(13)
Максимальная амплитуда пульсации напряжения на конденсаторе С [3]:
...
(14)
Используя приведенные соотношения, можно предложить следующую методику расчета полумостового ВПН с резонансным переключением.
1. Исходные данные:UПmin; UПmax; UH; PH; f; СТ; tC .
2.Определение K3max и K3min по выражениям (2) и (7).
3. Исходя из условия
определяется требуемое значение индуктивности рассеяния.
4. Из условия (5) определяется необходимое значение DIm
5. Производится оценка увеличения потерь в транзисторе по выражениям (8), (11). Если величина потерь неприемлема, необходимо увеличить требуемую индуктивность рассеяния, чтобы получить приемлемое значение DIm
6. По известным соотношениям для преобразователя, значению DIm, полученному в п.4, и с использованием выражения (12) производится расчет трансформатора.
7. Определяется индуктивность рассеяния трансформатора. Если ее значение меньше определенного в п.3 или 5, устанавливается дополнительная катушка индуктивности в первичной либо вторичной цепи. Если значение индуктивности больше требуемого, необходимо принять известные меры к ее уменьшению либо произвести перерасчет трансформатора и ВПН на более низкую частоту преобразования. (Следует помнить, что под индуктивностью рассеяния трансформатора понимается сумма индуктивностей рассеяния первичной обмотки и пересчитанной индуктивности рассеяния вторичной обмотки.)
8. По выражению (6) определяется время задержки t3,на которое необходимо настроить схему управления.Дальнейший расчет производится по известным методикам.
Используя предложенную методику, специалисты АО “МПП-Ирбис” разработали ряд преобразователей постоянного напряжения в постоянное с выходной мощностью 300 Вт. Результаты эксплуатации достаточно больших партий устройств подтвердили обоснованность принятых при анализе допущений.
В АО налажено серийное производство модулей питания типа МПК300 со следующими основными техническими характеристиками:
Типовая принципиальная электрическая схема преобразователя приведена на рис.6.
Характеристики модификаций МПК 300 приведены в табл.3.
Входное напряжение через фильтр Ф поступает на силовую часть преобразователя (VT1, VT2, ТV, ТA), и через резистор R1 начинается заряд конденсатора запуска С1. При достижении напряжения на С1 уровня 14В срабатывает пороговое устройство УЗ, которое соединяет все устройства схемы управления со вспомогательным источником питания (W4, VD4, C1). От ЗГ на вход ШИМ подается напряжение прямоугольной формы. ШИМ изменяет коэффициент заполнения импульсов Кз от 0 до максимального значения Кзmax по сигналу схемы обратной связи (ОУ3, D1.1) или при срабатывании первой ступени схемы защиты от перегрузок по току (ТА, ОУ1). Значение Кзmax устанавливается параметрически с достаточно высокой точностью (±5%), что позволяет наиболее эффективно использовать силовые транзисторы VT1, VT2 по допустимому напряжению стока. Устройство формирования задержки ФЗ на включение силовых транзисторов обеспечивает временной интервал, значение которого рассчитывается по соотношению (6). Фазоинвертор ФИ не только инвертирует импульсы управления для силовых транзисторов, но и обеспечивает гальваническую развязку цепи затвора транзистора VT1 и схемы управления.
На элементе ОУ2 выполнена вторая ступень схемы защиты по току нагрузки. Ее необходимость обусловлена наличием конечного значения времени задержки распространения сигнала от датчика тока ТА до затворов транзисторов VT1, VT2 при работе через ШИМ первой ступени защиты. Вторая ступень защиты переводит преобразователь в режим перезапуска при значениях тока нагрузки более 1,5 Iнном (рис.7). Схема, выполненная на элементе ОУ4, обеспечивает защиту нагрузки от перенапряжений в случае выхода из строя основного контура обратной связи.
На рис.8 приведены типовые зависимости КПД преобразователя от тока нагрузки для различных модификаций устройства.
Конструктивно преобразователь выполнен в виде функционально законченного модуля, залитого компаундом (рис.9). Все элементы схемы управления смонтированы на одной двухсторонней печатной плате с применением технологии поверхностного монтажа. Тепловыделяющие элементы (VT1, VT2, TV, VD2) имеют хороший теплопроводящий контакт с алюминиевым основанием корпуса. В сочетании с теплопроводящим силиконовым компаундом это позволяет минимизировать градиент температуры в конструкции и легко увеличивать теплоотводящую поверхность, устанавливая на основании преобразователя дополнительные радиаторы. При работе на полную мощность без дополнительных средств охлаждения и температуре окружающей среды 25ОС температура корпуса модуля МПК300 равна 85ОС.
Несколько слов о конструкции силового трансформатора ТV. Кроме традиционных требований, предъявляемых к трансформатору (электрическая прочность, коэффициент трансформации, энергетическая оптимизация, тепловой режим работы и др.), в данном случае необходимо получить заданные значения индуктивности рассеяния и тока намагничивания для обеспечения режима переключения транзисторов при нуле напряжения. Кроме того, серьезные конструктивные затруднения возникают при изготовлении вторичной обмотки трансформатора со средней точкой, особенно в модификациях преобразователя с низким выходным напряжением (МПК300А).
Блоки питания МПК300, производимые “МПП-Ирбис”, поставляются более чем десяти предприятиям России. На сегодня произведено и поставлено несколько сотен блоков питания. Они хорошо зарекомендовали себя при эксплуатации в серийных и опытных образцах функциональной аппаратуры. По оценке ассоциации “Электропитание”, основанной на анализе публикаций, а также информации, полученной на конференциях, семинарах, выставках и из каталогов ведущих фирм мира, эти блоки питания превосходят другие отечественные разработки и соответствуют уровню лучших зарубежных аналогов.
Литература
1. Лукин А.В. Высокочастотные преобразователи напряжения с резонансным переключением. – М: Электропитание, 1993, вып.1, с.15–26.
2. Поликарпов А.Г., Сергиенко Е.Ф. Однотактный регулятор постоянного напряжения. Авт.свид. №892614.
3. Поликарпов А.Г., Сергиенко Е.Ф. Однотактные преобразователи напряжения в устройствах электропитания РЭА. – М.:Радио и связь, 1989.
4. Лукин А. Высокочастотные преобразователи постоянного напряжения и их классификация. — Электроника: Наука, Технология, Бизнес, 1998, № 1, с.33—36.
Отзывы читателей
