eng
Выпуск #2/1998
А. Гончаров.
Серийно выпускаемые транзисторные преобразователи электроэнергии
Серийно выпускаемые транзисторные преобразователи электроэнергии
Просмотры: 3125
Многообразные схемотехнические решения транзисторных преобразователей электроэнергии представлены в огромном числе научных трудов и изобретений зарубежных и отечественных авторов. Сегодня эти изделия серийно производят более 200 зарубежных компаний*. Однако анализ схемотехники серийно выпускаемых преобразователей и происходящих в них процессов говорит об ограниченном числе классических структур таких устройств, пригодных для применения в радиоэлектронных системах. Это можно объяснить их многолетним отбором по критериям простоты, эффективности, ресурсосбережения, а также рентабельности производства. Рассмотрим некоторые результаты такого анализа, проведенного фирмой “Александер электрик” (Москва) для регулируемых трансформаторных транзисторных преобразователей напряжения класса DC/DC – основных функциональных узлов источников вторичного электропитания (ИВЭП).
Двухтактная мостовая структура
Мостовая структура (рис.1а) – наиболее сложная из двухтактных схем преобразователей. Однако возможности эффективной организации электромагнитных процессов преобразования электроэнергии в этой структуре при работе на повышенных мощностях делают ее классической среди серийно выпускаемых транзисторных преобразователей. Мостовая схема содержит транзисторные ключи VT1—VT4 с обратноключенными диодами VD1—VD4. Емкости С1—С4 включают собственные емкости транзисторов, диодов, монтажа, трансформатора ТV и т.д. Последовательная с первичной обмоткой трансформатора ТV.1 индуктивность Ls в первом приближении представляет индуктивность рассеяния ТV. Разделительный конденсатор С5 в ряде случаев может отсутствовать — он необходим при несимметричных стационарных и переходных процессах, когда существует опасность постоянного подмагничивания трансформатора ТV.
Транзисторные ключи попарно по диагонали открываются и закрываются сигналами управления СУ1—СУ4. На диаграммах напряжения и тока транзистора (рис.1б) интервал времени t0—t2 соответствует открытому состоянию VT2 и VT3. При этом форма тока через транзистор VT2 близка к прямоугольной. От момента включения транзистора t0 до момента t1 ток стока транзистора имеет характерный импульсный выброс, объясняемый как зарядом конденсатора С1 и разрядом С2, так и процессами переключения выпрямительных диодов VD5 и VD6. Нарастание тока стока на интервале t1—t2 обусловлено нарастанием тока намагничивания трансформатора TV и дросселя Lф выходного фильтра. При выключении транзистора VT2 (VT3) в момент времени t2 ток стока этого транзистора быстро падает. На интервале t2—t3 напряжение стока транзистора VT2 имеет характерный выброс до величины напряжения питания Е, который обусловлен действием индуктивности рассеяния Ls. В зависимости от значений этой индуктивности, тока через нее и емкостей С2 и С1 выброс может быть достаточно длительным или коротким и иметь колебательный или апериодический характер. Демпфирование этого выброса осуществляют с помощью специальных RC-цепочек, что снижает КПД. В момент времени t4 по сигналу управления СУ1 открывается транзистор VT1 (VT4), и при симметрии плеч моста все процессы повторяются.
Импульсная последовательность после выпрямителя имеет коэффициент заполнения импульсов, равный удвоенному коэффициенту заполнения импульсов тока через транзисторы. Таким образом, при типовом изменении коэффициента заполнения импульсов токов транзисторных ключей от 0,3 до 0,47 коэффициент заполнения импульсов на входе сглаживающего фильтра изменяется от 0,6 до 0,94.
Мостовая структура имеет важные достоинства: напряжение на транзисторных ключах практически не превышает напряжения питания Е, а мгновенная мощность преобразования, которую обеспечивают транзисторные ключи, имеет максимально возможное значение — ЕiС. Этому способствует практически прямоугольная форма тока через транзисторные ключи.
В случае применения МДП-транзисторов типа IRFP360 (сопротивление канала — 0,2 Ом, ток стока — 5—10 А) при питании от выпрямленного напряжения Е=300 В промышленной сети (~220В) мостовая структура имеет следующие типовые энергетические параметры: мгновенная мощность преобразования – 1500—3000 Вт, выходная мощность ИВЭП – 1000—2500 Вт. При выходном напряжении 24 В типичный КПД такого мостового преобразователя равен 0,92—0,96 на частотах преобразования 20—150 кГц. Однако при уменьшении напряжения питания КПД резко снижается из-за большого числа ключей. Другой недостаток мостовой структуры — сложная схема управления ключами, которая оправданна в ИВЭП большой мощности, как правило, уже содержащих множество различных вспомогательных электронных устройств — интерфейсы, схемы защиты, управления, индикации, телеметрии и т.п.
Исследования показали, что наличие в мостовой структуре емкостей С1—С4 при достаточно мощной схеме управления с низким импедансом обеспечивает выключение транзисторных ключей VT1—VT4 практически без потерь. В то же время выбросы напряжения величиной Е на интервалах t2—t3 и t5—t6 позволяют в данные отрезки времени также без потерь включать транзисторные ключи при нуле напряжения. Чтобы при этом не потерять свойство регулируемости преобразователя, необходимо “заморозить” фазу протекания тока через индуктивность рассеяния от момента времени t2 до t4 и от t5 до t7. Для этого осуществляют короткое замыкание цепи первичной обмотки трансформатора ТV.1 с помощью транзисторных ключей и обратновключенных диодов. В результате включение следующей пары транзисторов происходит при нуле напряжения практически без потерь и помех. Такой режим называется “мягким включением” при нуле напряжения и по существу представляет собой метод формирования траекторий переключения транзисторных ключей ИВЭП.
Использование в процессе формирования траекторий переключения транзисторных ключей индуктивностей и емкостей обусловило появление резонансных мостовых преобразователей, в которых разделительный конденсатор С5 и индуктивность рассеяния с дополнительной катушкой индуктивности образуют последовательный резонансный контур. В таких преобразователях через транзисторные ключи протекают резонансные токи, что позволяет формировать оптимальные траектории переключения транзисторов и работать на повышенных частотах преобразования при больших мощностях. Однако из-за трудностей регулирования преобразователей, заметного увеличения статических потерь в ключевых транзисторах и переменной частоты преобразования при увеличенных номинальных мощностях реактивных элементов резонансные преобразователи не смогли занять заметное место среди промышленно выпускаемых ИВЭП.
Двухтактная полумостовая структура
Двухтактные ИВЭП средней мощности чаще всего производят по полумостовой схеме преобразователя (рис.2а). Структура содержит транзисторные ключи VT1 и VT2 с обратновключенными диодами VD1 и VD2. Конденсаторы С3 и С4 образуют делитель напряжения первичного источника Е. На практике широко используется способ переключения напряжения входной сети ИВЭП путем соединения точки Б с одним из входов сетевого выпрямителя. При этом весьма просто образуется схема удвоения напряжения. В данном случае значения емкостей С3 и С4 выбираются достаточно большими исходя из необходимости образовать емкостной фильтр на выходе сетевого выпрямителя в виде двух последовательно соединенных конденсаторов С3 и С4. При несимметричных переходных процессах, когда имеется возможность подмагничивания трансформатора ТV, применяется разделительный конденсатор С5 с емкостью, во много раз меньшей, чем С3 и С4.
Транзисторные ключи VT1 и VT2 поочередно открываются и закрываются сигналами управления СУ1 и СУ2. При закрывании транзистора VT2 (рис.2б, момент времени t2) на интервале t2—t3 происходит нарастание его напряжения стока, определяемое зарядом емкости С2 и разрядом С1 под воздействием тока первичной обмотки трансформатора ТV.1. На этом интервале напряжение стока VT2 имеет характерный выброс до напряжения питания Е, который, как и в мостовой структуре, обусловлен действием индуктивности рассеяния Ls. Демпфирование выброса RC-цепочками снижает КПД.
В момент времени t4 сигнал управления СУ1 открывает транзистор VT1, и при симметрии плеч структуры все процессы повторяются.
Полумостовая структура имеет важное достоинство: напряжение на транзисторных ключах практически не превышает напряжения питания Е. Однако мгновенная мощность преобразования, которую обеспечивают транзисторные ключи, меньше, чем у мостовой структуры, и равна ЕiС/2. Это объясняется тем, что емкостной делитель С3, С4 является фактически двумя источниками питания по Е/2 каждый.
В случае применения транзисторов типа IRFP350 (ток стока 3–6 А) и при питании от выпрямленного напряжения Е=300 В промышленной сети (~220В) полумостовая структура имеет следующие типовые энергетические параметры: мгновенная мощность преобразования – 450—900 Вт, а выходная мощность ИВЭП – 300—800 Вт. При выходном напряжении порядка 24 В типичный КПД такого преобразователя равен 0,88—0,92 на частотах преобразования 30—200 кГц. С уменьшением напряжения питания КПД полумостовой структуры при неизменной выходной мощности снижается из-за роста потерь в транзисторных ключах.
Как и в мостовой структуре, наличие емкостей С1 и С2 при достаточно мощной схеме управления с низким импедансом обеспечивает выключение транзисторных ключей практически без потерь. Выбросы напряжения величиной Е на интервалах времени t2–t3 и t5–t6 позволяют в эти моменты осуществлять включение транзисторов при нуле напряжения также без потерь. Однако при этом теряется свойство регулируемости преобразователя.
В практических структурах полумостовых преобразователей с “мягким переключением” при нуле напряжения формируются несимметричные процессы преобразования. Переключение транзисторов происходит в противофазе с небольшими задержками, равными соответственно t3–t2 и t5–t4 (рис.3), при неодинаковых интервалах включенного состояния. Регулирование осуществляется изменением разности между этими интервалами.
В полумостовых преобразователях возможно также применение резонансных методов переключения. В этом случае удобно использовать емкостной делитель С3, С4 как резонансную емкость, а индуктивность рассеяния трансформатора с дополнительной катушкой индуктивности – как резонансную индуктивность последовательного резонансного контура. При этом через транзисторные ключи протекают резонансные токи, что позволяет формировать почти идеальные траектории переключения транзисторов на повышенных частотах. Ограничивают промышленное производство таких преобразователей трудности регулирования, повышенные статические потери в транзисторных ключах и переменная частота преобразования при увеличенных номинальных мощностях реактивных элементов.
Представляет интерес двухтрансформаторная структура полумостового преобразователя (рис.4). В ней каждый трансформатор (ТV1 или ТV2) поочередно выполняет функции трансформатора и дросселя, вынесенного в первичную цепь. Такая схема пригодна для работы на повышенных частотах преобразования, когда простые одинаковые трансформаторы, например с печатными обмотками, при изготовлении технологичнее, чем более сложный двухтактный трансформатор. В двухтрансформаторной структуре легко организовать симметричные резонансные процессы без дополнительных резонансных элементов. Однако в этом случае данной структуре будут присущи все недостатки резонансных схем. В схеме можно также реализовать несимметричные процессы с ”мягким переключением” при нуле напряжения.
Структура типа “пуш-пул”
Двухтактная структура преобразователя с поочередной работой первичных полуобмоток трансформатора (рис.5а) – наиболее простая среди двухтактных схем ИВЭП. В связи с наличием только двух транзисторных ключей, подсоединяющих полуобмотки трансформатора к источнику первичного электропитания Е, она обладает большими преимуществами при работе на низких питающих напряжениях.
Транзисторные ключи VT1 и VT2 поочередно открываются и закрываются сигналами управления СУ1 и СУ2. При закрывании транзистора VT1 (рис.5б, момент времени t2) на интервале t2—t3 происходит нарастание напряжения стока VT1, определяемое зарядом емкости С1 и разрядом емкости С2 под воздействием тока первичной обмотки трансформатора ТV1. На этом интервале напряжение стока имеет характерный выброс, который обусловлен действием индуктивности рассеяния Ls1. В зависимости от значений этой индуктивности, тока через нее и емкостей С1 и С2 выброс напряжения на стоке VT1 может быть достаточно длительным и достигать уровня 2,5–4Е или быть коротким и иметь колебательный либо апериодический характер. Демпфирование выброса специальными RC-цепочками существенно снижает КПД по сравнению с другими типами преобразователей.
В момент времени t4 по сигналу управления СУ2 открывается транзистор VT2. При симметрии плеч преобразователя все процессы повторяются для этого транзистора.
Структура типа “пуш-пул” имеет важное достоинство: мгновенная мощность преобразования, которую обеспечивают транзисторные ключи, имеет максимально возможное значение, равное ЕiС. Однако этой структуре присущи и недостатки — значительные выбросы на стоках транзисторов и сложный трансформатор. Поэтому схема широко применяется в низковольтных ИВЭП, работающих от питающего напряжения не более 30—60 В.
В связи с отмеченными недостатками структуры типа “пуш-пул” большой интерес представляет редко рекламируемая двухтактная структура преобразователя с поочередной работой первичных разделенных полуобмоток трансформатора, связанных конденсатором С3 (рис.6). Принцип ее работы не отличается от работы предыдущей структуры, однако наличие С3 достаточной величины не позволяет развиваться выбросам напряжения на транзисторах выше уровня 2Е. Отличительное свойство этой структуры — отдача энергии паразитных выбросов на выход преобразователя, вследствие чего достигается более высокий КПД.
При питании от напряжения аккумуляторной батареи 24 В структура типа “пуш-пул” имеет следующие типовые энергетические параметры: для МДП-транзисторов типа IRFP064 с сопротивлением канала 0,009 Ом и токе стока 25–50 А мгновенная мощность преобразования – 600–1200 Вт, выходная мощность ИВЭП – 400–1000 Вт.
В данной структуре принципиально возможны процессы “мягкого переключения” в нуле напряжения и работа с резонансными контурами. Однако сложность реализации этих процессов и большие потери в резонансных контурах при низких напряжениях и больших токах препятствуют их промышленному освоению.
(Продолжение статьи будет опубликовано в следующем номере)
Двухтактная мостовая структура
Мостовая структура (рис.1а) – наиболее сложная из двухтактных схем преобразователей. Однако возможности эффективной организации электромагнитных процессов преобразования электроэнергии в этой структуре при работе на повышенных мощностях делают ее классической среди серийно выпускаемых транзисторных преобразователей. Мостовая схема содержит транзисторные ключи VT1—VT4 с обратноключенными диодами VD1—VD4. Емкости С1—С4 включают собственные емкости транзисторов, диодов, монтажа, трансформатора ТV и т.д. Последовательная с первичной обмоткой трансформатора ТV.1 индуктивность Ls в первом приближении представляет индуктивность рассеяния ТV. Разделительный конденсатор С5 в ряде случаев может отсутствовать — он необходим при несимметричных стационарных и переходных процессах, когда существует опасность постоянного подмагничивания трансформатора ТV.
Транзисторные ключи попарно по диагонали открываются и закрываются сигналами управления СУ1—СУ4. На диаграммах напряжения и тока транзистора (рис.1б) интервал времени t0—t2 соответствует открытому состоянию VT2 и VT3. При этом форма тока через транзистор VT2 близка к прямоугольной. От момента включения транзистора t0 до момента t1 ток стока транзистора имеет характерный импульсный выброс, объясняемый как зарядом конденсатора С1 и разрядом С2, так и процессами переключения выпрямительных диодов VD5 и VD6. Нарастание тока стока на интервале t1—t2 обусловлено нарастанием тока намагничивания трансформатора TV и дросселя Lф выходного фильтра. При выключении транзистора VT2 (VT3) в момент времени t2 ток стока этого транзистора быстро падает. На интервале t2—t3 напряжение стока транзистора VT2 имеет характерный выброс до величины напряжения питания Е, который обусловлен действием индуктивности рассеяния Ls. В зависимости от значений этой индуктивности, тока через нее и емкостей С2 и С1 выброс может быть достаточно длительным или коротким и иметь колебательный или апериодический характер. Демпфирование этого выброса осуществляют с помощью специальных RC-цепочек, что снижает КПД. В момент времени t4 по сигналу управления СУ1 открывается транзистор VT1 (VT4), и при симметрии плеч моста все процессы повторяются.
Импульсная последовательность после выпрямителя имеет коэффициент заполнения импульсов, равный удвоенному коэффициенту заполнения импульсов тока через транзисторы. Таким образом, при типовом изменении коэффициента заполнения импульсов токов транзисторных ключей от 0,3 до 0,47 коэффициент заполнения импульсов на входе сглаживающего фильтра изменяется от 0,6 до 0,94.
Мостовая структура имеет важные достоинства: напряжение на транзисторных ключах практически не превышает напряжения питания Е, а мгновенная мощность преобразования, которую обеспечивают транзисторные ключи, имеет максимально возможное значение — ЕiС. Этому способствует практически прямоугольная форма тока через транзисторные ключи.
В случае применения МДП-транзисторов типа IRFP360 (сопротивление канала — 0,2 Ом, ток стока — 5—10 А) при питании от выпрямленного напряжения Е=300 В промышленной сети (~220В) мостовая структура имеет следующие типовые энергетические параметры: мгновенная мощность преобразования – 1500—3000 Вт, выходная мощность ИВЭП – 1000—2500 Вт. При выходном напряжении 24 В типичный КПД такого мостового преобразователя равен 0,92—0,96 на частотах преобразования 20—150 кГц. Однако при уменьшении напряжения питания КПД резко снижается из-за большого числа ключей. Другой недостаток мостовой структуры — сложная схема управления ключами, которая оправданна в ИВЭП большой мощности, как правило, уже содержащих множество различных вспомогательных электронных устройств — интерфейсы, схемы защиты, управления, индикации, телеметрии и т.п.
Исследования показали, что наличие в мостовой структуре емкостей С1—С4 при достаточно мощной схеме управления с низким импедансом обеспечивает выключение транзисторных ключей VT1—VT4 практически без потерь. В то же время выбросы напряжения величиной Е на интервалах t2—t3 и t5—t6 позволяют в данные отрезки времени также без потерь включать транзисторные ключи при нуле напряжения. Чтобы при этом не потерять свойство регулируемости преобразователя, необходимо “заморозить” фазу протекания тока через индуктивность рассеяния от момента времени t2 до t4 и от t5 до t7. Для этого осуществляют короткое замыкание цепи первичной обмотки трансформатора ТV.1 с помощью транзисторных ключей и обратновключенных диодов. В результате включение следующей пары транзисторов происходит при нуле напряжения практически без потерь и помех. Такой режим называется “мягким включением” при нуле напряжения и по существу представляет собой метод формирования траекторий переключения транзисторных ключей ИВЭП.
Использование в процессе формирования траекторий переключения транзисторных ключей индуктивностей и емкостей обусловило появление резонансных мостовых преобразователей, в которых разделительный конденсатор С5 и индуктивность рассеяния с дополнительной катушкой индуктивности образуют последовательный резонансный контур. В таких преобразователях через транзисторные ключи протекают резонансные токи, что позволяет формировать оптимальные траектории переключения транзисторов и работать на повышенных частотах преобразования при больших мощностях. Однако из-за трудностей регулирования преобразователей, заметного увеличения статических потерь в ключевых транзисторах и переменной частоты преобразования при увеличенных номинальных мощностях реактивных элементов резонансные преобразователи не смогли занять заметное место среди промышленно выпускаемых ИВЭП.
Двухтактная полумостовая структура
Двухтактные ИВЭП средней мощности чаще всего производят по полумостовой схеме преобразователя (рис.2а). Структура содержит транзисторные ключи VT1 и VT2 с обратновключенными диодами VD1 и VD2. Конденсаторы С3 и С4 образуют делитель напряжения первичного источника Е. На практике широко используется способ переключения напряжения входной сети ИВЭП путем соединения точки Б с одним из входов сетевого выпрямителя. При этом весьма просто образуется схема удвоения напряжения. В данном случае значения емкостей С3 и С4 выбираются достаточно большими исходя из необходимости образовать емкостной фильтр на выходе сетевого выпрямителя в виде двух последовательно соединенных конденсаторов С3 и С4. При несимметричных переходных процессах, когда имеется возможность подмагничивания трансформатора ТV, применяется разделительный конденсатор С5 с емкостью, во много раз меньшей, чем С3 и С4.
Транзисторные ключи VT1 и VT2 поочередно открываются и закрываются сигналами управления СУ1 и СУ2. При закрывании транзистора VT2 (рис.2б, момент времени t2) на интервале t2—t3 происходит нарастание его напряжения стока, определяемое зарядом емкости С2 и разрядом С1 под воздействием тока первичной обмотки трансформатора ТV.1. На этом интервале напряжение стока VT2 имеет характерный выброс до напряжения питания Е, который, как и в мостовой структуре, обусловлен действием индуктивности рассеяния Ls. Демпфирование выброса RC-цепочками снижает КПД.
В момент времени t4 сигнал управления СУ1 открывает транзистор VT1, и при симметрии плеч структуры все процессы повторяются.
Полумостовая структура имеет важное достоинство: напряжение на транзисторных ключах практически не превышает напряжения питания Е. Однако мгновенная мощность преобразования, которую обеспечивают транзисторные ключи, меньше, чем у мостовой структуры, и равна ЕiС/2. Это объясняется тем, что емкостной делитель С3, С4 является фактически двумя источниками питания по Е/2 каждый.
В случае применения транзисторов типа IRFP350 (ток стока 3–6 А) и при питании от выпрямленного напряжения Е=300 В промышленной сети (~220В) полумостовая структура имеет следующие типовые энергетические параметры: мгновенная мощность преобразования – 450—900 Вт, а выходная мощность ИВЭП – 300—800 Вт. При выходном напряжении порядка 24 В типичный КПД такого преобразователя равен 0,88—0,92 на частотах преобразования 30—200 кГц. С уменьшением напряжения питания КПД полумостовой структуры при неизменной выходной мощности снижается из-за роста потерь в транзисторных ключах.
Как и в мостовой структуре, наличие емкостей С1 и С2 при достаточно мощной схеме управления с низким импедансом обеспечивает выключение транзисторных ключей практически без потерь. Выбросы напряжения величиной Е на интервалах времени t2–t3 и t5–t6 позволяют в эти моменты осуществлять включение транзисторов при нуле напряжения также без потерь. Однако при этом теряется свойство регулируемости преобразователя.
В практических структурах полумостовых преобразователей с “мягким переключением” при нуле напряжения формируются несимметричные процессы преобразования. Переключение транзисторов происходит в противофазе с небольшими задержками, равными соответственно t3–t2 и t5–t4 (рис.3), при неодинаковых интервалах включенного состояния. Регулирование осуществляется изменением разности между этими интервалами.
В полумостовых преобразователях возможно также применение резонансных методов переключения. В этом случае удобно использовать емкостной делитель С3, С4 как резонансную емкость, а индуктивность рассеяния трансформатора с дополнительной катушкой индуктивности – как резонансную индуктивность последовательного резонансного контура. При этом через транзисторные ключи протекают резонансные токи, что позволяет формировать почти идеальные траектории переключения транзисторов на повышенных частотах. Ограничивают промышленное производство таких преобразователей трудности регулирования, повышенные статические потери в транзисторных ключах и переменная частота преобразования при увеличенных номинальных мощностях реактивных элементов.
Представляет интерес двухтрансформаторная структура полумостового преобразователя (рис.4). В ней каждый трансформатор (ТV1 или ТV2) поочередно выполняет функции трансформатора и дросселя, вынесенного в первичную цепь. Такая схема пригодна для работы на повышенных частотах преобразования, когда простые одинаковые трансформаторы, например с печатными обмотками, при изготовлении технологичнее, чем более сложный двухтактный трансформатор. В двухтрансформаторной структуре легко организовать симметричные резонансные процессы без дополнительных резонансных элементов. Однако в этом случае данной структуре будут присущи все недостатки резонансных схем. В схеме можно также реализовать несимметричные процессы с ”мягким переключением” при нуле напряжения.
Структура типа “пуш-пул”
Двухтактная структура преобразователя с поочередной работой первичных полуобмоток трансформатора (рис.5а) – наиболее простая среди двухтактных схем ИВЭП. В связи с наличием только двух транзисторных ключей, подсоединяющих полуобмотки трансформатора к источнику первичного электропитания Е, она обладает большими преимуществами при работе на низких питающих напряжениях.
Транзисторные ключи VT1 и VT2 поочередно открываются и закрываются сигналами управления СУ1 и СУ2. При закрывании транзистора VT1 (рис.5б, момент времени t2) на интервале t2—t3 происходит нарастание напряжения стока VT1, определяемое зарядом емкости С1 и разрядом емкости С2 под воздействием тока первичной обмотки трансформатора ТV1. На этом интервале напряжение стока имеет характерный выброс, который обусловлен действием индуктивности рассеяния Ls1. В зависимости от значений этой индуктивности, тока через нее и емкостей С1 и С2 выброс напряжения на стоке VT1 может быть достаточно длительным и достигать уровня 2,5–4Е или быть коротким и иметь колебательный либо апериодический характер. Демпфирование выброса специальными RC-цепочками существенно снижает КПД по сравнению с другими типами преобразователей.
В момент времени t4 по сигналу управления СУ2 открывается транзистор VT2. При симметрии плеч преобразователя все процессы повторяются для этого транзистора.
Структура типа “пуш-пул” имеет важное достоинство: мгновенная мощность преобразования, которую обеспечивают транзисторные ключи, имеет максимально возможное значение, равное ЕiС. Однако этой структуре присущи и недостатки — значительные выбросы на стоках транзисторов и сложный трансформатор. Поэтому схема широко применяется в низковольтных ИВЭП, работающих от питающего напряжения не более 30—60 В.
В связи с отмеченными недостатками структуры типа “пуш-пул” большой интерес представляет редко рекламируемая двухтактная структура преобразователя с поочередной работой первичных разделенных полуобмоток трансформатора, связанных конденсатором С3 (рис.6). Принцип ее работы не отличается от работы предыдущей структуры, однако наличие С3 достаточной величины не позволяет развиваться выбросам напряжения на транзисторах выше уровня 2Е. Отличительное свойство этой структуры — отдача энергии паразитных выбросов на выход преобразователя, вследствие чего достигается более высокий КПД.
При питании от напряжения аккумуляторной батареи 24 В структура типа “пуш-пул” имеет следующие типовые энергетические параметры: для МДП-транзисторов типа IRFP064 с сопротивлением канала 0,009 Ом и токе стока 25–50 А мгновенная мощность преобразования – 600–1200 Вт, выходная мощность ИВЭП – 400–1000 Вт.
В данной структуре принципиально возможны процессы “мягкого переключения” в нуле напряжения и работа с резонансными контурами. Однако сложность реализации этих процессов и большие потери в резонансных контурах при низких напряжениях и больших токах препятствуют их промышленному освоению.
(Продолжение статьи будет опубликовано в следующем номере)
Отзывы читателей
